如何测量晶体管的开关损耗

主要收获

• IGBT的开关损耗是根据每次导通和关断事件期间电压与电流的重叠部分测得的，而不是根据稳态值测得的。
• 只有在对栅极驱动、总线电感、探针时序和热条件进行控制并记录的情况下，双脉冲测试才能有效。
• 数据手册中的能量数值虽可作为有用的参考依据，但可靠的设计工作必须在测量和建模过程中均采用与实际开关单元相匹配的参数。

晶体管的开关损耗是通过测量器件在导通和关断过程中的电压和电流，将它们相乘得到瞬时功率，然后对每次过渡过程的该功率进行积分来测量的。

该方法之所以重要，是因为转换器效率是在极短的时间间隔内确定的，而数据手册只能给出近似值。电动机系统消耗了全球40%以上的电力，因此转换器损耗估算中的微小误差不会长期保持微小。您需要一套能够再现总线电压、负载电流、栅极电阻和布局的测试平台。此外，如果您希望IGBT开关损耗的计算结果与测量结果相符，还需要一个能匹配这些相同条件的模型。

开关损耗源于每次状态转换过程中的能量

开关损耗源于器件在关断和导通状态之间切换时电压与电流的重叠。这种重叠持续的时间为纳秒到微秒。虽然每次事件中的能量很小，但由于重复频率很高，因此影响显著。IGBT的开关损耗在成为功耗问题之前，始终是一个“每次开关消耗能量”的问题。

一个简单的例子可以说明原因。如果一个器件在20 kHz频率下，导通时耗散2 mJ能量，关断时耗散3 mJ能量，仅开关过程就会产生100 W的损耗。这个数值是通过将两种能量相加并乘以频率得出的。在静态压降测量中，你不会观察到这种损耗，因为传导损耗和开关损耗分别来自波形的不同部分。

这种区分决定了测量方法。你并非要寻找一个单一的稳定值，而是要分离出短暂的事件，然后将它们累加得到平均功率。这就是为什么开关损耗通常先记录为导通和关断能量，然后再转换为瓦特。一旦以这种方式界定IGBT器件中的开关损耗，剩下的测试过程就变得清晰了：捕获过渡过程，计算瞬时功率，并仅在电压和电流重叠的区间内进行积分。

双脉冲测试可提供有用的开关损耗数据

双脉冲测试是标准测试方案，因为它能在已知的电流和直流母线电压下，产生一个受控的导通事件和一个受控的关断事件。第一个脉冲在负载路径中建立电流，第二个脉冲则产生待测的过渡过程。这样可以将开关行为与较长的控制活动区分开来。

一套可用的测试台配置包含少量部件，这些部件必须作为一个整体测试单元协同工作。每个部件都会影响所测得的波形。信号源和负载共同确定工作点。而探头和连接方式则决定了测量结果的可信度。

• 一个具有稳定母线电压的直流电源
• 在脉冲期间保持电流的感性负载
• 具有短连接的低电感功率环路
• 具有规定电阻和供电电压的栅极驱动器
• 带宽和时序匹配的电压和电流探头

通常，您会针对600 V IGBT在多个电流点（例如10 A、25 A和50 A）进行测试，因为在整个工作范围内，开关损耗并非线性关系。双脉冲法可确保这些工作点具有可重复性。如果您的测试装置会引入不受控的振铃或电流漂移，则测得的能量数据更多地反映的是测试装置本身的情况，而非晶体管的情况。

“你并不是在寻找一个固定的数值。”

栅极驱动的细节决定了您必须测量的波形

栅极驱动的详细参数直接决定了器件穿越线性区的速度，因此会直接影响测得的开关损耗。栅极电阻、栅极电压、驱动器的电流驱动能力以及栅极回路周围的寄生电感都至关重要。栅极过渡越慢，重叠时间越长；栅极过渡越快，虽然能降低功耗，但可能会增加过冲和振铃现象。

一个常见的台架测试结果清楚地说明了这一点。将导通门电阻从 5 欧姆提高到 15 欧姆，会拉长电流上升时间，并延长集电极电压仍处于高电平的状态持续时间。这样一来，即使负载电流和总线电压保持不变，导通总能量也会随之增加。同一器件的效率高低，可能取决于一个在简化损耗估算中从未出现的电阻值。

这就是为什么在IGBT测量中，要准确测得开关损耗，必须包含实际的栅极波形，而不仅仅是集电极电压和电流。如果驱动器饱和、负关断偏置较弱，或者栅极环路发生振铃，则损耗结果将无法仅反映器件本身的特性，而是反映你构建的整个开关单元。

总线电感决定了换相过程中的电压过冲量

总线电感会影响换相瞬态，因为寄生电感两端的任何快速电流变化都会产生额外电压。这种过冲会叠加在直流母线上，从而改变你所积分的瞬时功率。这种效应在关断期间最为显著，此时电流迅速下降，而器件电压同时上升。布局是损耗测量的一部分，而非次要细节。

通过简单的计算即可了解其量级。根据公式 V = L di/dt，当回路电感为 30 nH 且电流下降率为 1000 A/µs 时，产生的额外电压约为 30 V。在 600 V 的母线上，这种过冲幅度足以改变应力值和测得的能量。较长的层压母线、松动的探头接地或宽电流回路都会导致波形进一步恶化。

人们很容易误判那部分额外损耗的来源。晶体管并没有突然变成另一种元件。是封装、汇流排、电容的布局以及探针的连接改变了换流路径。这就是为什么在采用不同直流母线结构的实验室搭建中，数据手册中的能量值往往无法成立。

“开启”的能量来自设备瞬时功率的整合

导通能量是根据导通时间段内设备的瞬时功率计算得出的。具体方法是：将每个采样点的集电极-发射极电压与集电极电流相乘，然后对时间进行积分。计算结果是一个能量值，通常标记为 Eon。IGBT 开关损耗的准确计算，更多地取决于所选的时间窗口，而非算术运算本身。

典型的捕获过程始于栅极电压上升之前的一小段时间，结束于集电极电压稳定在导通状态电平附近之后。如果一个400 V、30 A的事件在80 ns内出现强烈的电流过冲，该过冲会保留在积分窗口内，因为它贡献了实际能量。如果过早截断积分窗口，就会低估损耗；如果将窗口延伸到稳态导通阶段，就会将导通损耗混入Eon中。

SPS SOFTWARE 在此处非常有用，因为您可以在基于物理的模型中重现相同的栅极电阻、总线电感和负载电流。然后，您可以将积分后的导通项与台架测量结果进行比较。这种逐项比较通常能揭示不匹配是源于探针时序、布局寄生参数，还是器件模型不完整。此外，这种方法还能将积分步骤与器件及布局假设区分开来。

“关闭电源”采用相同的功率积分方法

关断过程采用相同的瞬时功率计算方法，但重要的波形特征有所不同。集电极电压上升时，电流下降，且在主电压上升之后，IGBT电流的尾部仍可能携带显著的能量。该结果通常标记为 Eoff。如果忽略该尾部，即使主转换过程看起来很干净，得出的数值也会不准确。

在40 A的定量关断事件中，电流通常起初会迅速下降，随后随着存储电荷从器件中释放而逐渐减慢。这一最后阶段的持续时间可能比初始电压上升阶段更长，特别是在结温较高时。您的积分时间窗口必须持续到电流达到最终关断值且能量贡献实质上结束为止。

探针对准的重要性远超许多团队的预期。电压通道与电流通道之间哪怕存在微小的时序偏移，也会导致表观重叠发生偏移，并使Eoff值出现失真。在采信任何综合测量值之前，应先对各通道进行去偏移处理、验证极性，并检查采样率。关断损耗往往是那些看似工整的实验室波形图中隐藏着重大计算错误的地方。

数据表中的数值仅在严格匹配的条件下成立

数据手册中给出的开关能量仅适用于生成这些数据时所采用的具体测试条件。总线电压、电流、栅极电阻、结温、自由轮换二极管的行为以及寄生电感都会影响测试结果。如果您的实验台设置与数据手册中的不同，您测得的损耗值也会有所不同。这种差异是正常的，应当予以解释，而非感到惊讶。

采用转速控制的风机和泵系统可将用电量降低约30%，这也是为什么在实验室之外，准确估算变流器损耗至关重要。如果根据产品目录中的损耗值来预算变频器，一旦封装硬件增加了额外电感并采用了不同的栅极网络，变频器的运行温度可能会高于预期。如果基础测试条件从未匹配，仅靠更完善的电子表格是无法解决这种不匹配问题的。

只要逐行比较这些测试条件，大多数差异就变得可以理解了。实验结果通常指向一两个主要的差异，而非晶体管内部的某种未知因素。然后，你可以将额外的能量追溯到特定的测试条件。关键的问题在于，是哪种条件对波形产生了足够大的影响，从而导致积分能量发生变化。

基于物理的模型会在硬件迭代之前揭示损耗项

基于物理的模型之所以有用，是因为它们能让你在采用与实验台相同的假设条件下，重现开关导通和关断时段。在切割铜箔或重复测试之前，你可以检查电压、电流、时序和寄生参数。这使得开关损耗成为一项可追溯的计算结果，而非一个不透明的单一数值。它还为你提供了一种公平的方式，用于比较仿真结果与测量结果。

一个有用的模型虽然无法取代实际测量，但能指出首先应该关注哪些方面。如果模拟得到的Eon值与实测值吻合，且Eoff在测试台上读数较高，那么你可以重点关注电流尾部行为、二极管恢复、探针去偏斜或布局电感。这能在你重新检查每个参数之前，缩小故障排查范围。此外，它还能缩短从波形捕获到制定出有依据的热预算所需的步骤。

SPS SOFTWARE非常适合这种工作流程，因为它允许您使用透明模型重现开关单元，并逐项将损耗积分与测量波形进行对比。这样，当结果看起来有误时，模型仍可供检查。它还能帮助团队在热设计和设计评审过程中解释每个损耗项。这种严谨的方法将 IGBT 开关损耗从数据手册中的估算值转化为可信的工程数据，从而为效率预测和硬件决策提供可靠依据。

“关键问题在于，究竟是哪种条件导致波形发生了足以改变积分能量的变化。”