5 影响转换器行为的栅极驱动器与死区时间效应

主要收获

• 栅极驱动器的时序是功率级的一部分，因此延迟不匹配和栅极电流会在控制软件作出响应之前，就影响损耗、失真和应力。
• 死区时间应根据最坏情况下的延迟散布设定，然后通过补偿其在负载下引入的电压偏置来进行校正。
• 包含从驱动程序到设备完整路径的时序模型，将减少测试台迭代次数，并生成更安全的初始硬件设置。

死区时间和栅极驱动时序将决定转换器在软件控制对波形进行整形之前的运行状态。

电机系统消耗了全球约45%的电力，因此转换器内部的微小时序误差值得在设计初期就予以重视。即使拥有清晰的原理图和稳定的控制环路，也无法挽救一个导通过早或过晚的半桥电路。栅极驱动器的驱动强度、传播延迟和死区时间，早在开始台架调试之前，就已经决定了电压误差、发热量以及器件应力。若将这些参数视为转换器设计的一部分，而非最终的微调步骤，您将能够更快地获得更优质的硬件。

栅极驱动器时序在控制回路起作用之前就决定了转换器的行为

栅极驱动器的时序决定了转换器的物理开关序列，而该序列则决定了功率级在每个周期内能执行的操作。导通延迟、关断延迟和栅极电流共同决定了电流何时换向。控制软件的作用发生在之后。如果硬件时序不佳，波形质量就会受到影响。

一个简单的半桥电路就能清楚地说明这一点。如果高侧器件的关断时间比预期晚了 40 ns，而低侧器件的导通时间比预期早了 20 ns，那么即使 PWM 占空比在数学上正确，这种重叠时间也足以增加交叉导通的风险。此时，电机驱动器会出现额外发热、电流噪声增大，以及相间电压波动比控制器指令更剧烈的情况。

• 死区时间会改变平均相电压。
• 延迟不匹配会增加交叉传导的风险。
• 栅极驱动不足会增加开关损耗。
• 额外的截波延长了二极管的导通时间。
• 时序差突破了一个固定设置。

这些效应通常在后期才进行调整，因为转换器在轻载条件下仍会继续工作。这种测试台上的习惯掩盖了一个事实，即时序是功率级本身的一部分。你调整的并非表面修饰，而是设定事件的物理顺序和持续时间——这些因素决定了电流路径、电压误差以及每个开关沿所产生的热应力。

死区时间决定了每个开关周期内的输出电压

“死区时间会插入一个很短的空白间隔，但这个空白间隔会改变每个开关周期内的平均相电压。”

当两个器件均处于关闭状态时，电流仍在流动，因此电流会通过一个不属于指令中PWM状态的二极管或通道路径进行换向。这会导致可预测的电压误差。

当低压逆变器驱动感性负载时，这一效应便显而易见。在正向电流期间，高侧关断后的死区时间会迫使电流通过低侧二极管，因此相位节点电压始终低于理想的PWM指令电压。当电流方向反转时，即使占空比保持不变，电压误差的符号也会发生翻转。

正因如此，死区时间对变流器的影响在零交叉点附近以及低调制指数时最为显著。当施加的电压在每个周期内都存在偏置时，指令占空比可能保持准确。此时，电流控制器不得不加倍努力来校正硬件产生的误差，而这种校正往往会表现为失真、声学噪声或扭矩不均匀。

死区时间过短会增加交叉导通的风险

较短的死区时间可减少电压误差，但如果器件关断速度慢于预期，则会增加交叉导通的风险。不安全的情况并非数据手册中列出的标称延迟，而是考虑温度、电流、栅极电阻及器件公差等因素后，关断速度最慢的情况。必须确保留有足够的裕度。

假设有一个400 V的桥臂，其中上侧器件在室温下的典型关断延迟为60 ns。如果加入一个结温更高的器件、因布局导致的稍大一些的栅极电阻，以及一批响应较慢的器件，那么该事件的持续时间可能会被拉长到足以使50 ns的死区时间变成直接重叠状态。PWM命令本身并没有问题，但该桥臂仍然会出现交叉导通电流。

交叉传导和死区时间之间的关联在于不确定性，而不仅仅是标称时序。您需要围绕最慢的关断事件和最快的导通事件设定一个安全裕度。实验室测试中的故障往往发生在负载阶跃或热稳态测试之后，因为这些工况会同时改变这两种延迟，而启动时看似安全的设置已无法覆盖这种变化范围。

长截止时间延长了体二极管的导通时间

较长的关断时间虽然能避免重叠，但也会导致电流在二极管路径中流过的时间超过必要时长。这会增加导通损耗，在许多拓扑结构中加大反向恢复应力，并导致施加电压失真。这种负面影响会随着电流和开关频率的增加而加剧。因此，安全时序仍需保持紧凑。

当牵引逆变器的相支路处于大电流状态时，这种权衡关系便会迅速显现。只需增加几百纳秒的额外消隐时间，二极管在每个边沿上导通的时间就会变长。结温随之升高，相电压在过渡区域趋于平坦，而且即使控制律和母线电压未发生变化，电流纹波仍可能上升。

过长的死区时间也会掩盖栅极驱动器设计上的缺陷。有些团队会添加消隐时间来防止偶发的重叠，但更好的解决方法通常是采用更简洁的布局、降低环路电感，或者采用能更可靠地关闭器件的栅极电流波形。额外的死区时间作为一种保障措施很有用，但过多的死区时间会给每个周期和每安培电流都带来负担。

栅极驱动电流决定了过渡过程中的开关损耗

栅极驱动电流决定了器件穿越线性区的速度，这直接决定了开关损耗。更快的过渡速度可以减少电压与电流之间的重叠，但也会提高 dv/dt 和 di/dt。较慢的过渡速度虽然能减轻某些节点上的电气应力，但会导致开关发热。这始终是在不同限制之间进行权衡。

采用大值栅极电阻的桥式支路，在示波器上通常看起来很平稳，但这种平稳的上升沿伴随着更长的米勒平台期，且每次导通和关断都会消耗更多能量。另一种采用极小值电阻的设计虽然切换迅速，但随后会因共源电感而出现振铃和误触发现象。栅极驱动器设计的基础始终在于这种平衡。

在某些电源转换阶段，宽禁带半导体可将功耗降低多达90%，这使得时序控制变得尤为重要，因为信号转换速度大大加快。当边沿速度提高时，死区时间的选择、栅极电阻和布局都无法凭经验估算。您需要采用与器件物理特性及换相环路相匹配的设置。

死时目标必须涵盖延迟散布

死区时间应涵盖关断和导通延迟的全部范围，而不仅仅是一个工作点的典型数值。温度、总线电压、电流方向、栅极电阻以及隔离驱动器的时序偏差都会影响时序。一个可行的目标是：在仍能保护最慢开关情况的前提下，尽可能小的消隐间隔。

一个良好的台架设计流程应从经过测量或建模的延迟堆叠开始。您需要加入驱动器传播延迟不匹配、器件关断时间波动以及布局相关的变化，然后保留适度的安全裕度。这种方法要比直接从一个使用不同器件系列和不同电流范围的旧设计中照搬500 ns的延迟值稳定得多。

死区补偿可在负载条件下恢复设定电压

死区时间补偿可校正由消隐造成的平均电压误差，从而使负载所接收的波形更接近指令波形。但这并不能消除对安全时序的要求。在您选择了一个能够防止不同工作条件之间发生重叠的死区时间后，该补偿会减去可预测的偏置。

基于电流符号的补偿器是一种常见的起点。正相位电流采用一种校正极性，负相位电流则采用相反的极性，而其幅值反映了消隐时间和母线电压。这种简单的方法在许多电机驱动系统中效果良好，因为电压误差会随电流方向改变符号，并且大致与死区时间成正比。

当您已经对定时链和电流路径进行了仔细建模后，死区时间补偿的可靠性就会提高。使用 SPS SOFTWARE 的团队可以在同一界面中检查栅极驱动序列、换相路径以及由此产生的相电压，然后根据透明的模型对补偿进行调优，而不是根据噪声较大的台架波形进行猜测。这使得控制代码中定义的死区时间补偿与开关的实际工作状态保持一致。

“如果在首个原型机迫使我们吸取教训之前，就对正时进行设计、检查和补偿，变速器就能平稳运行。”

时序仿真应包括从驱动程序到设备的延迟

只有当时序仿真涵盖了从PWM命令到器件电流换相的整个路径时，才具有实际意义。驱动延迟、隔离偏移、栅极电阻、阈值偏差、米勒效应以及寄生电感等因素都至关重要。简化的理想开关模型会掩盖死区时间本应控制的具体问题。

一个有用的实验设置应从一个桥臂和一个具有代表性的感性负载开始。您施加预期的PWM信号，扫描温度和栅极电阻，并在每次状态转换过程中监测栅极电压、漏极或集电极电流以及相节点电压。此类研究将揭示重叠现象出现在何处、二极管导通时间过长的情况发生在何处，以及控制律应施加多少补偿。

正因如此，严谨的时序设计工作应安排在转换器设计的初期阶段，而非在台架调试的最后阶段。SPS SOFTWARE非常适合这种工作流程，因为它允许您检查透明的开关模型，并根据物理证据而非惯例来设置死区时间。